作者：王华，武楠，匡镜明，孙东汉
解调器作为数字接收机中的关键部分，对通信系统的整体性能有着重要的影响．随着多媒体业务的发展，对无线通信宽带传输的需求越来越大，而无线信道环境是时变的，为了适应在不同的信道条件下传输不同的业务，作者研究了宽带多速率QPSK解调器中的关键算法，给出了基于SPW的性能仿真结果．在此基础上，研究了宽带多速率解调器的FPGA实现方案，并对研制的样机进行了性能测试．
1 宽带多速率解调器算法设计
1．1符号定时恢复环路
传统的符号定时恢复环路采用模拟器件（如VCO）控制A／D采样时钟实现同步采样．在宽带多速率条件下，改变采样时钟将带来相位抖动，从而影响接收机的性能．异步采样的符号定时恢复结构逐渐得到了应用．图1为异步采样的符号定时恢复原理框图。
插值器的任务是根据几个连续输入的采样点x（mTs），计算出插值点y（kTi）的值，并且完成采样率转换．常用的插值器包括线性内插器、分段抛物线内插器和立方拉格朗日内插器。
在采样率相对较低的情况下，立方拉格朗日内插器在性能和复杂度上可以达到良好的折衷．
定时控制器用于产生插值器的基点，并且计算小数间隔μk，可以由累减的NCO和小数间隔μk产生单元实现。
定时误差检测器采用Gardner算法。由于该算法每个符号只需2个采样点，并且符号定时误差的提取与载波恢复无关，因此已经被应用于数字解调器的设计中．
1．2 载波恢复环路图2为基于解旋转的载波恢复环路的原理框图．相位误差检测器采用基于最大后验概率的相位误差检测算法。其算法表达式为
1．3 基于SPW的同步环路性能仿真
用SPW软件对系统进行建模．A／D采样率设为96 MHz，对于2和8MS／s符号速率的采样信号分别进行12倍和4倍的CIC抽取，对于32和45MS/s符号速率则旁路CIC滤波器．图3为用SPW仿真得到的2～45 MS/s符号速率QPSK信号的误比特率（PBER）与Eb／No关系曲线．仿真结果表明，在低速率条件下，采用上述算法，Eb／No的损失小于0．5 dB；在高速率条件下，Eb／No的损失为1．0dB.
2 宽带多速率解调器的实现
设计的宽带多速率解调器框图如图4所示，本振和A／D采样的时钟信号都不受反馈环路的控制，符号定时恢复和载波恢复由FPGA全数字实现。图中略去了自动增益控制（AGC）环路、锁定检测、数字时钟管理等模块，这些模块在设计中均已经实现．设计使用的芯片为xilinx公司生产的VirtexⅡXC2V1000-5 FPGA．
2．1 多速率调整单元的实现
由于要求设计的宽带多速率解调器需要在2～45 MS／s符号速率可变的QPSK信号下正常工作，因此模拟I-Q解调器后的模拟低通滤波器需要按照最大符号速率时所占用的30 Mtz带宽设计。对于较低符号速率，由于模拟部分无法滤除宽带噪声，需要在FPGA中设计数字低通滤波器．另一方面，由于采用了固定时钟异步采样的符号定时恢复结构，在低符号速率条件下，需要对采样数据进行抽取，减少数据处理量，从而降低FPGA芯片功耗。设计中在A／D采样后进行了CIC抽取，滤除宽带噪声，并且调整采样率。图5为速率调整单元示意图．其中，CIC滤波器实现整数倍抽取，抽取倍数L与符号速率和采样速率之比有关，插值器实现小数倍抽取。这种CIC滤波器与插值器相结合的结构，使得只要对基带信号的采样率满足采样定理，设计的解调器在理论上都可以采用统一的结构实现，需要改变的仅仅是CIC抽取倍数以及定时控制器的参数．
2．2 符号定时恢复电路的实现
插值器是变系数的FIR滤波器，其系数可以由两种方法产生：是在线计算方法；另是将系数存储在ROM里，然后由量化的小数间隔μk进行查表．前者通常选择多项式插值器，因为这类插值器可以由Farrow结构实现．但是由于Farrow结构的延迟可能造成反馈环路不稳定，因此作者选择基于ROM的结构。图6为基于ROM的立方拉格朗日插值器的实现结构。
所需ROM的容量由小数间隔μk的精度和FIR系数的精度共同决定．SPW定点仿真表明，μk取5 bit已经可以满足应用要求.FIR系数取13 bit需要的总ROM容量为1 664 bit，可以方便地用VirtexⅡFPGA中嵌入的硬核BlockRAM实现．
定时控制器的结构见文献。
2．3 载波恢复电路的实现
载波恢复电路可根据图2给出的结构实现。其中的相位误差检测器可作如下简化。
与图2中的结构相比，式（2）节省了两个乘法器，其结构如图7所示．
高速解调器的基带信号处理子模块均用Verilog硬件描述语言实现。表1为在Xilinx公司的VirtexⅡxC2V1000-5 FPGA芯片中实现上述模块的资源占用情况．
3 性能测试结果
对宽带多速率解调器进行了中频环路的误码率性能测试，测试平台如图8所示。
矢量信号发生器选用Agilent公司的E4438C，其最高符号速率可达50 MS/s；噪声发生器为Noise／Com公司的NC6110；信号功率和噪声功率通过Agilent公司的频谱分析仪8561E测量，然后将测得的SNR转换为相应的Eb／No．
图9为宽带多速率解调器工作时，利用xilinx公司的ChipSeope软件，通过JTAG口读出的数据其中，图9a为A／D采样后进入FPGA的基带信号星座图；图9b为解调器完成符号定时恢复和载波恢复后输出的信号星座图；图9c为小数间隔μk随时间的变化；图9d为环路滤波器输出的误差信号．由于采样速率与符号速率为整数倍关系，因此小数间隔μk具有周期性，在几个固定值之间变化。实际应用中，A／D的采样速率与符号速率可能是无理数倍关系，这时小数间隔μk的取值将不再具有周期性．
误码率测试结果如图10所示。测试结果表明，作者设计实现的宽带多速率解调器可对高达45 MS／s符号速率的QPSK信号进行解调。与理论值相比，在误比特率相同的条件下，在符号速率2～10 MS／s范围内，Eh／No相差小于1．0 dB，在45 MS/s时相差小于1．6 dB．
解调器在45MS／s时性能损失的原因在于A／D的采样率小于100 MHz，因此对于45 MS／s的QP-SK信号，每个符号的采样点数小于2．3，因此带来插值定时恢复结构性能的恶化，引起误码率上升提高A／D的采样速率或设计低采样率下性能更好的插值滤波器，将会进一步提高解调器在高符号速率下的性能．
